Bosch BLAUPUNKT artech MX-70 User manual

@ BLAUPUNKT
BOSCH Gruppe
CD) Btx « 3039 68 +
Mainamplifier MX-70
Heh
7 625 355
Kundendienstschrift - Service Manual
VKD 2 D87 420 001
Inhaltsverzeichnis
Technische Daten
Funktionsbeschreibung
Elektrischer Abgleich
Abgleichpunkte
Blockschaltbild
Schaltbild
Bestuckte Platten
Halbleiter-AnschluBpunkte
IC-Blockschaltbild
Transistoren-Lageplan
Ersatzteilliste
Gedruckt in der Bundesrepublik Deutschland
bei Druckhaus Gebriider Gerstenberg
Seite
CON ® O1 PO
9-10
1-14
14
15
16
17-19
Table of Contents
Technical Data
Circuit Description
Electrical Adjustment
Adjustment Points
Block Diagram
Schematic Diagram
Component Boards
Semi-Conductor Connections
IC Block Diagrams
Transistors Locations
Spare Parts List
17-19
Anderung vorbehalten
Modifications reserved
Con riserva di modifichs

Blaupunkt-Gerate erfullen die in der DIN 45 500 geforderten Werte.
Die Sicherheitsbestimmungen der internationalen Sicherheitsnorm
IEC 65 werden eingehalten und sind bei jeder Reparatur zu beach-
ten. Alle Bauteile, die mit einem solchen Symbol A gekenn-
zeichnet sind, mUssen durch Originalteile ersetzt werden.
Technische Daten
Bezeichnung
NetzanschluB
Leistungsaufnahme
Nennausgangsleistung
20 Hz - 20 kHz, K = 0,02%, 4
20 Hz - 20 kHz, K = 0,008%, 8 ©
1kHz,40
1kHz,80
1kHz,80
bei max. Ausgangsleistung
Musikausgangsleistung
Dampfungsfaktor
Anstiegszeit ,slew rate
Klirrfaktor 1TW,8 2
Intermodulation 250/8000 Hz
Leistungsbreite
Frequenzgang
Gerausch-Spannungsabstand
Fremdspannungsabstand
Kanaltrennung 250 - 10000 Hz
Eingangsempfindlichkeit/Impedanz
Abmessungen Breite
Hohe
Tiefe
Gewicht
Wert/value
220 V, 50 Hz
800 W
2x240 W
2x 220 W
2x270W
2x270W
100
90 V/pus
0,01%
0,008%
5 Hz - 100 kHz;
+1/-1dB
5 Hz - 100 kHz;
+0/-0,5 dB
115 dB
95 dB
60 dB
1,0 V/50 kQ
437 mm
191 mm
428 mm
ca. 22 kg
The Biaupunkt units fulfil the values required by DIN 45 500. The unit
conforms to the security regulations set by the International Security
Standard IEC 65 and these must be observed when reparing the set.
Allcomponents marked by A mustbe replaced by original parts.
Technical Data
Designation
Mains Voltage
Power Consumption
Output Power
at full power
20 Hz - 20 kHz, K = 0,02%, 4 0
20 Hz — 20 kHz, K = 0,008%, 8 0
1 kHz, 40
1 kHz,80
1 kHz, 8 0
Music Power
Damping Factor
Slew Rate
Distortion Factor Tw,8O
Intermodulation 250/8000 Hz
Power Bandwidth
Frequency Response
S/N Ratio
Unweighted S/N Ratio
Channel Separation
Input Sensitivity /Impedance
Dimensions Width
Heigth
Depth
250 - 10000 Hz
Weight
Funktionsbeschreibung
1. Variable Vorspannschaltung
In den Endstufen der Leistungsverstarker werden heute hauptsach-
lich SEPP-Schaltungen (single ended push pull) verwendet. (Abb. 2)
Bekanntlich kann der Strom (Ruhestrom), der durch npn- und pnp-
Transistoren dieser Schaltung flieBt, in drei groBe Klassen von Be-
triebsarten eingeteilt werden/ Kiasse “A*, “AB“ und “B“. (Abb. 3)
In Klasse “A“ wird keiner der Kollektorstrome Q; und Q> null oder
unterbrochen. Selbst wenn kein Strom durch den Widerstand R;
flieBt, flieBt ein bestimmter Strom durchQ, und Q2. Somit besteht
theoretisch keine Uberschneidungsverzerrung.
Um einen einwandfreien Betrieb der Klasse “A“ zu erreichen, sollte
jedoch weiterhin ein Strom als Ruhestrom in der Endstufe flieBen
der gleich oder hoher ist als der maximale Ausgangsstrom. Dadurch
erweist sich jedoch die “A“-Klasse als ein sehr leistungsschwaches
System.
In der “AB“ oder “B“-Klasse UbernimmtQ, die Verstarkerrolle der
positiven und Q, die der negativen Signalhalbwelie. Dabei ist es
ohne Belang, ob der Ruhestrom groB oder klein ist.
im Betrieb besteht also tatsachlich eine Periode, bei der ein Transi-
stor unterbrochen bleibt, wahrend der andere eingeschaltet ist.
Schalt- oder Uberschneidungsverzerrungen werden dann verur-
sacht, wenn von dem aktiven in den passiven oder von dem passi-
ven in den aktiven Zustand gewechselt wird. Da jedoch diese Be-
triebsarten bei kleinen Ruhestro6men sehr leistungsfahig sind, ist es
einfacher, die “AB" oder “B"-Klasse zur Leistungsverstarkung zu
verwenden.
Ein Leistungsverstarker, der Uber die Vorteile dieser Systeme ver-
fugt - d.h. praktisch keine Uberschneidungs- oder Schaltverzer-
rung, wie sie in Klasse “A* hervorgerufen wird, und eine leichtere
Hochleistungsverstarkung, wie sie in Klasse“B“ erreicht wird -
wurde durch die Anwendung von variablen Vorspannschaltungen
erreicht. Die Grundidee der variablen Vorspannschaltung ist, daB
unter keinen Umstanden die Endstufe unterbrochen werden kann
durch das Ansteigen und Abfallen der Vorspannspannung, die dem
Spannungsverlauf des Eingangssignals folgt.
—Vec
Fig.2 SEPP Schaltung/Circuit
sg loidle
— lcidle
Circuit Description
1. Variable Bias Circuit
Currently, in the output stage of power amplifiers are mostly used
SEPP (Single Ended Push Pull) circuits. (Fig. 2)
It is generally known that the current (idle current) flowing through
NPN and PNP transistors of this circuit can be classified into three
rate groups of operation form, class “A“, class “AB" and class “B*“.
ig. 3)
In class “A* operation, neither of collector currents, Q; and Q:, be-
comes zero nor cut off. Even when the current flowing to the load Ri
is zero, a certain current is flowing through Q, and Q:, and so no
crossover distortion exists theoretically.
To realize perfect class “A“ operation, however, a current equal to or
more than maximum output should continue to be let flow at the
output stage as idle current, causing class “A“ operation to prove to
be a poor efficiency system.
In class “AB*“ or “B“ operation, the Q, plays the role of amplification of
the pius part of the signal and Q: of the minus part, no matter whether
idle current is large or small.
In other words, there definitely exists a period in which, when one
transistor is on, the other transistor keeps cutting off, in these opera-
tions.
Switching distortion or crossover distortion is caused at the moment
of this active status turning into cut-off status or the cut-off status
into the active status. Nevertheless, as these operation forms have
high efficiency with small idle current, it is much easier to use
te ne or “B" operation for high power amplification rather than
class “A“.
A power amplifier enjoying the merit of each of these systems thatis,
practically no crossover or switching distortion being caused in
class “A“ operation and easier high power amplification being
achieved by class “B“ has been realized by adopting the variable
bias Circuit.
The idea ofa variable bias circuit is that in no case the output stage is
allowed to be cut-off by increasing and decreasing bias voltage in
corresponding with the voltage of input signal.
tio
Fig. 3-1 CLASS-A

IP aman ice he Pep Ser ae TI coe We gen e atebe ete ee? ey aa Sars 7
WE GEE SENS te Aas
en 2 EMERSON RS EEA NIE ML HELEN ANE
—|.
Fig. 3-2 CLASS-AB
+1,
Ke
Fig. 3-4 Variable Vorspannung
Variable Bias
Abb. 4 zeigt die variable Vorspannschaltung.
Angenommen,
die
positive
Halbwelle
des
Signals
sei
eingespeist
worden,
so
steigen
die
Stro6me
Q,:
und
Qa
und
die
Spannung
zwi-
schenRe,
undRe;
an.
Dies
fuhrt
zu
einem
Spannungsanstieg,
zwischen
Punkt@
und
dem
Ausgang.
Zu
diesem
Zeitpunkt
steigt
die
Spannung
anR,
und
R;
durch
den
StromfluB
R;
~
Q:
und
R;
—
Q;
stark
an,
wodurch
sich
die
Spannung
an
Punkt©
verringert
und
die
Spannung
von
Qs
zwischen
Kollektor
und
Emitter
steigt.
Dies
hat
zur
Folge,
daB
die
Spannung
zwi-
schen
@)
und
®
steigt
und
Q,2
und
Qa
nicht
unterbrochen
werden.
Aus
einer
anderen
Betrachtungsweise
laBt
sich
sagen,
daB
die
Spannungsabfalle
an
den
Emitterwiderstanden
Re:
und
Re;
(diese
Widerstande
sind
zum
Schutz
des
Transistors
durch
Stabilisierung
der
Vorschubspannung
der
Ausgangsstufe
oder
bei
atypischem
StromfluB
unerlaBlich)
durch
die
Abfalle
an
Ri
und
R;
aufgehoben
werden.
Auf
diese
Weise
werden
Q,2
und
Qa:
vor
einem
Absinken
auf
null
oder
vor
Anti-Vorspannung
geschutzt.
In
gleicher
Weise
flieBt
ein
Strom
Q2
~R2
und
Q,
—R,,
wenn
die
nega-
tive
Halbwelle
des
Signals
eingespeist
wird.
Dies
fuhrt
zu
einem
Anstieg
von
Vcr
bei
Qs,
wodurch
Q,:
und
Qu:
vor
Unterbrechung
ge-
schutzt
werden.
io
Fig. 3-3 CLASS B
Fig. 4 Variable Vorspannschaltung
Variable Bias Circuit
Fig. 4 shows the variable bias circuit.
Now,
suppose
the
plus
wave
(plus
part)
of
signal
has
been
input,
the
currents
of
Q,;
and
Qu:
increase
and
the
voltages
at
both
ends
of
Re:
and
Re,
become
high,
resulting
in
a
rise
in
the
voltage
between
@
point
and
OUTPUT.
At
that
time,
the
voltage
at
both
ends
of
R;
and
R;
becomes
high
because
current
flows
R:
~
Q:
and
R;
—
Qs,
causing
the
potential
of
©
point
to
lower
and
the
voltage
of
Q;
between
collector
and
emitter
to
rise.
As
a
result,
the
voltage
between
®
and
@®)
rises
and
Q,2
and
Qua:
is
kept
from
being
cut-off.
From
another
point
of
view,
the
voltage
drops
at
the
emitter
resi-
stors
Re
and
Re;
(these
resistors
are
indespensible
to
protect
transi-
stors
in
stabilizing
bias
of
the
output
stage
or
at
the
time
of
abnormal
current
flowing)
are
cancelled
by
the
drops
at
R:
and
R;,
thus
protec-
ting
Q,2
and
Qa2
from
becoming
zero
or anti-bias.
In
the
same
manner,
when
the
minus
wave
(minus
part)
of
signal
has
been
input,
current
flows
Q2—R2
and
Q,—
Ra,
resulting
in
a
rise
of
Vce
at
Qs,
thus
protecting
Q,:
and
Qu:
from
being
cut-off.
2. Gleichstrom-Servoschaltung
Gleichstromverstarkung ist die am weitesten fortgeschrittene Me-
thode, die bei NF-Verstarkern angewendet wird, da in der ganzen
Bandbreite, von DC- bis zur Niederfrequenz, keine Phasenver-
schiebung erfolgt. Bei einem idealen Gleichstromverstarker (d.h. bei
einem Verstarker ohne Koppelkondensatoren im Eingang und der
NFB-Schleife) wird jedoch ein Gleichstromdrift verursacht, wenn
ein Gleichstrom eingespeist wird oder wenn das Gleichstrom-
gleichgewicht zwischen allen Bauteilen aufgrund eines Tempera-
turanstiegs im Verstarker verloren geht. Die Gleichstrom-Servo-
schaltung dient dazu, einen solchen Drift zu unterdricken und eine
stabilisierte Verstarkung zu ermdglichen.
Die Gleichstrom-Servoschaltung beruht auf einem ahnlichen Prin-
zip, wie ein Komparator, bei dem Gleichstromanderungen zwischen
Ausgang und Masse erkannt und Verstarkerdrifts geregelt werden,
wobei die dabei erzielten Ergebnisse als Ausgang der Servoschal-
tung verwendet werden. Die Grundbausteine sind eine integrierte
Schaltung, die ausC, undR; besteht, ein Betriebsverstarker und
eind Spiegelintegrator mit C. und R2. (Abb. 5)
INPUT
OPERATIONAL
AMPLIFIER
C2
Fig. 5 Gleichstrom-Servoschaltung
DC Servo Circuit
Angenommen, ein Drift A.. sei am Ausgang des Leistungsverstar-
kers verursacht worden, so wird eine Spannung mit der gleichen
Phase A., am Ausgang des Betriebsverstarkers ausgekoppelt. An-
dererseits besteht die Eingangsstufe des Leistungsverstarkers aus
einem Differentiaiverstarker. Wird A. bei invertiertem Eingang
eingespeist, so andert sich die Spannung am nicht-invertierten Ein-
gang A,; in umgekehrter Richtung von A.;. Dies fiihrt zu einer Drift-
minderung am Ausgang des Leistungsverstarkers.
Die Gleichstrom-Servoschaltung hat eine spezifische Frequenz-
kennlinie. Im Bereich der DC- und Ultraniederfrequenz betragt die
Verstarkung einige Zehntel Dezibel. Im NF-Bereich kann die Ver-
starkung bei einem bestimmten Verstaérkungsfaktor auf gleiche
Weise erreicht werden wie bei Ublichen Leistungsverstarkern. Die
Frequenz, bei der die Gleichstrom-Servoschaltung zur Wirkung
kommt, wird durch die vier Bauelemente C,, R:, Q. und R; bestimmt.
3. Hi-fT Leistungstransistoren
Die Leistungstransistoren, die im MX-70 verwendet werden, errei-
chen eine fT (Strom-Transitfrequenz) von 80 MHz bei npn- und
60 MHz bei pnp-dotierten Transistoren trotz der hohen P, (Koliek-
torverlustleistung) von z.B. 150 W (bei einer Temperatur T. = 25°C).
Im Vergleich zu herk6mmlichen Transistoren deren fT im Héchstfall
ca. 10 MHz betragt (bei einer P. von 150 W), ist die hohe Geschwin-
digkeit dieser Hi-fT Leistungstransistoren beachtlich.
Diese hohe fT ist insbesondere durch den inneren Aufbau dieser
Transistoren, der sogenannten Multi-Emitter-Bauweise, die sich
Seen olehen Transistoren erheblich unterscheidet, erreicht
worden.
Dabei ist der Emitter des Transistors in viele Einheiten unterteilt.
Jede Einheit enthalt Emitterwiderstande mit geringem Widerstand,
wobei eine Parallelschaltung entsteht.
Dies bedeutet auch, daB viele kleine Signaltransistoren mit hoher fT
und hoher Schaltgeschwindigkeit parallel geschaltet sind, wodurch
die hohe Leistungskennlinie bei Erhaltung der hohen Schaltge-
schwindigkeit erméglicht wird.
Dank dieser oben beschriebenen Bauweise besitzen die Leistungs-
transistoren eine hervorragende Linearitét ihrerhre (Stromver-
starkung).
Da sich auBerdem die Verlustleistung aufgrund der Emitter-geteil-
ten Bauweise gleichermaBen auf alle Emitter verteilt, besitzen sie im
Vergleich zu herk6mmiichen Leistungstransistoren auch die Eigen-
schaft, betriebsstérungsfreier zu sein.
2. DC Servo Circuit
DC amplification is the most advanced form adopted for audio ampli-
fiers as there is no phase lag over all the range from DC to audio
frequency.
However, in a perfect DC amplifier (which is an amplifier having no
coupling capacitors in its input part and NFB loop), a DC drift is
caused in case a direct current is input or when the DC balance
between each element has been lost due to temperature rise inside
the amplifier. The SC servo circuit is to suppress such a drift and
realize a more stabilized amplifier.
The principle of a DC servo circuits something like that of a compa-
rator, in which changes in DC current between the output point and
the ground detected and drifts of the amplifier controlled with their
results used as the output of the servo circuit.
The basic elements are an integrating circuit composed of C, and Ri,
an operational amplifier and a mirror integrator composed of C,
and R:. (Fig. 5)
Aveo
OUTPUT
Now, suppose a drift of A. has been caused at the output of the
power amplifier, a potential with the same phase A.; is output at the
output of the operational amplifier.
On the other hand, the initial stage of the power amplifier is a
differential amplifier. When A.r is input at its inverting input, the
potential at the non-inverting input A.; changes in the oposite direc-
tion of A.;, resulting in a decrease of drift at the output of the power
amplifier.
The DC servo circuit has a specific frequency characteristic. In the
range of DC and ultra low frequency, gain of the power amplifier is
kept at one over several tens of decibel, and in the audio frequency
band, amplification at a certain gain can be made in the same
manner as ordinary power amplifier.
The frequency on which the DC servo circuit starts to have effects is
determined by the four elements, C;, Ri, C2 and R.
3. Hi-ff Power Transistors
The power transistors employed in MX-70 realize an fT (Current
Gain-bandwidth Product) of 80 MHz with NPN type and 60 MHz with
PNP type (each being a typical value) in spite of its high P. (Collector
Power Dissipation) such as 150 W (the value when T. = 25°C). Com-
pared with conventional transistors with a P. of 150 W where fT was
around 10 MHz at maximum, the high speed attained by these Hi-fT
power transistors is remarkable.
Such high fT has been realized specially by the inside construction
of these transistors which is greatly different from that of conventio-
nal ones - the multi emitter construction.
In this construction, the emitter inside the transistor is divided into
many units and emitter resistors with small resistance are inserted to
each unit, resulting in a parallel connection.
This equivalenty means that many small signal transistors with high
fT and switching speed are parallelly connected, which has made it
possible to realize such a high power characteristic while maintai-
ning high switching speed.
Thanks to such construction as mentioned above, these power
transistors are excellent in linearity of its Nr.
Furthermore, as dissipation is dispersed equally to each emitter due
to the emitter-divided construction, they have another feature of
being stong against breakdown as compared with conventional
power transistors.

Pro ae AAT AS ER AER EESE BEI ARENT ETE ORE LENS OREM OE GENS ABTA PB CILL SLE ES ST SL MEARE PARE OIA SRILA M GT oa ta HS ela Go baa ee wt tgs ee pete ee bea re 5 tart 3S : -
Elektrischer Abgleich
Folgende Ausstattung wird bendtigt:
NF-Generator
Oszilloskop
DC-Voltmeter
NF -Voltmeter
Lastwiderstand: 40/400 W
Lastwiderstand: 8 0/400 W
Achtung: Den Abgleich nur am betriebswarmen Gerat vornehmen
(>10 min)
aah s Einstellung der Gleichspannungs-Balance
Die Lastwiderstande (8 0) am rechten und linken Lautsprecher-
ausgang anschlieBen
Die Eingangsregler (INPUT LEVEL) auf MIN stellen
Das DC-Voltmeter am rechten bzw. linken Lautsprecherausgang
anschlieBen
Gerat einschalten
Mit den Reglern, HVR901 (linker Kanal) bzw. HVR 902 (rechter
Kanal) jeweils OV +0,5 mV einstellen.
. Einstellung des Ruhestromes
Die Lastwiderstande (8 9) am rechten und linken Lautsprecher-
ausgang anschlieBen
Die Eingangsregier (INPUT LEVEL) auf MIN stellen
Das DC-Voltmeter an Pin 16 und 17 (linker Kanal) bzw. Pin 35
und 36 (rechter Kanal) anschlieBen
Gerat einschalten
Mit den Reglern, HVR 701 (linker Kanal) bzw. HVR 702 (rechter
Kanal) jeweils 18 mV + 1 mV einstellen.
ee @0@ @N
. Einstellung der Begrenzerschaltung
Die Lastwiderstande (4 0) am rechten und linken Lautsprecher-
ausgang anschlieBen
NF-Voltmeter und Oszilloskop am rechten bzw. linken Lautspre-
cherausgang anschlieBen
Den NF-Generator an die rechte bzw. linke Eingangsbuchse
(INPUT LEVEL) anschlieBen
Gerat einschalten
Die Eingangsregler (INPUT LEVEL) auf MAX stellen
Am NF-Generator die Frequenz von 1 kHz einstellen. Den Aus-
gangspegel des NF-Generators so einstellen, daB das NF-Volt-
meter 32,5V anzeigt (entspricht einer Ausgangsleistung von
260 W)
Das Signal auf dem Oszilloskop betrachten und mit den Reglern
HVR 703 und HVR 705 (linker Kanal) bzw. HVR 704 und HVR 706
(rechter Kanal) eine saubere Sinusform einstellen.
(Bei Erhéhung der Eingangsspannung mufs die Ausgangsspan-
nung zuruckgehen und das Signal erscheint verzerrt.)
eee © 8 @W
. Einstellung der Leistungsanzeige
Die Lastwiderstande (8 0) am rechten und linken Lautsprecher-
ausgang anschlieBen
NF-Voltmeter am rechten bzw. linken Lautsprecherausgang an-
schlieBen
Den NF-Generator an die rechte bzw. linke Eingangsbuchse
(INPUT LEVEL) anschlieBen
Gerat einschalten
Die Eingangsregler (INPUT LEVEL) auf MAX stellen
Am NF-Generator die Frequenz von 1 kHz einstellen. Den Aus-
gangspegel des NF-Generators so einstellen, daB das NF-Volt-
meter 37V anzeigt (entspricht einer Ausgangsleistung von
170 W)
@ Die Regier HVR 921 (linker Kanal) bzw. HVR 922 (rechter Kanal)
so einstellen, daB die 200 Watt LED gerade leuchtet.
eee e808 @F
Electrical Adjustment
The following equipment is necessary:
AF generator
Oscilloscope
DC voltmeter
AF voltmeter
Load resistor: 4 2/400 W
Load resistor: 8 0/400 W
Attention: The adjustment should only be effected on a warmed-up
unit (> 10 min)
. DC Balance Adjustment
Connect the load resistors (8 1) to the right and left speaker
outputs
Adjust the input level (INPUT LEVEL) to MIN
Connect the DC voltmeter to the right or left speaker output, resp.
Switch the unit on
Use control HVR 901 (left channel) or HVR 902 (right channel), for
adjustment to OV + 5mV, resp.
eee eo-7-
. Idling Current Adjustment
Connect the load resistors (8 9) to the right and left speaker
outputs
Adjust the input level (INPUT LEVEL) to MIN
Connect the DC voltmeter to pin 16 and 17 (left channel) or pin 35
and 36 (right channel), resp.
Switch the unit on
Use control HVR 701 (left channel) or HVR 702 (right channel) for
adjustment to 18 mV +1 mV, resp.
ee @20@ @N
. Limiter Circuit Adjustment
Connect the load resistors (4 9) to the left and right speaker
outputs.
Connect AF voitmeter and oscilloscope to right and left speaker
outputs.
Connect the AF generator to the right or left input jack (INPUT
LEVEL), resp.
Switch the unit on
Adjust the input level (INPUT LEVEL) to MAX
Adjust the AF generator to a frequency of 1 kHz. Adjust the output
level of the AF generator in such a way that the AF voltmeter
indicates 32.5 V (corresponding to an output power of 260 V).
@ Observe the signal on the oscilloscope and adjust control
HVR 703 and HVR705 (left channel) or HVR 704 and HVR706
(right channel), resp. in such a way that the signal displays a clear
sinusoidal waveform.
(If the input voltage is increased the output voltage will be redu-
ced and the signal will be distorted.)
ee 8 08 8wW
4. Power Level Indicator Adjustment
@® Connect the load resistors (8 9) to the right and left speaker
output
@
Connectthe
AF
voltmeter
to
the
right
or
left
speaker
output,
resp.
@
Connect
the
AF
generator
to
the
right
or
left
input
jack
(INPUT
LEVEL),
resp.
@ Switch the unit on
@ Adjust the input level (INPUT LEVEL) to MAX
@
Adjust
the
AF
generator
to
a
frequency
of
1
kHz.
Adjust
the
output
level
of
the
AF
generator
in
such
a
way
that
the
AF
voltmeter
indicates
37
V
(corresponding
to
an
output
power
of
170
W).
@
Adjust
control
HVR
921
(left
channel)
or
HVR
922
(right
channel),
resp.
in
such
a
way
the
200
watts
LED
just
lights
up.
Abgleichpunkte
Adjustment
Points
Blo
HVR704.
HVR706
HVR703
HVR705
HVR901
(R) (R)
(L)
(L)
(L)
36
|
35
17 16
HVR702 HVR9O02 HVR701
(R) (R) (L)
a i i i hs
a a a
exe
HVR921(L) HVR922(R)

SWI | | Ea Ea Rie ie are OE TR ae Ta
aa ae DRIVE AMPLIFIER
INPUT °
; =VRI
| INPUT-LEVEL|
THERMO
SENSOR
PROTECT
IND.
(Wy
| a
Q730, 732, 734, 736, 738, 740, 742 | |
VARIABLE BIAS
& LIMITER
O723,:Je0. 1¢1
O729:.. 734.733
O735,.737, 139
Q74|
PRE DRIVER
WITH CURRENT
MIRROR
OPED; LL
O79. 721
1, POWER LED’S
»COMPRESSOR DRIVER |.
POWER LEVEL
INDICATOR
POWER AMP.
DRIVER ”
Q601, 603, 605
Q607, 609, 61 |
RIGHT CH. IC’S
1, IC905, IC904
Q743, 745
|
{
!
|
e
|
I
]
1
|
1
{
}
|
|
|
)
t
I
}
L
| RIGHT CH. TRANSISTORS.
+ Q602, 604. 606
| Q608 610, 612.614
DC-SERVO = a
mm i] ~~
OVERLOAD
DETECT
DC
DETECT
RY802
:
e we 2 ee 2 ee eee
¢q SPEAKERS
PROTECTOR, MUTING A
RY803 : o—C)
& RELAY DRIVE +
ea 0 TO DRIVER AMP. REGULATOR ;
we er.) * SPEAKERS
Q80!1~Q808 B TO LEVEL IND. . Q809~Q818
RY8O
|
C)
&
a
POWER TRANSFORMER
(
|
« SPEAKER SWITCHES
|
TO POWER
ite . 32 TRANSISTORS
j
l
{ ;
S|
POWER SWITCH
] o—{ | 220V~/ S0Hz
RYSO |
POWER
SUPPLY
RIGHT CH. TRANSISTORS
Q702, 704, 706, 708, 710, 712,714 RIGHT CH. IC
Q716, 718, 720, 722, 724, 726, 728 Ic902
PIIqYeYSsSyIO|_g
weibeig yooIg

Schaltbild
INPUT
(1
0,47/50V
THERMOSTAT
THI(L) DHD-120p
TH2(R)
120°C
Re GaP epg Foe eee Ry kOe gh PAT ee Pg ete OP Nie ed oe ee! Gay tty Pe ne, ee Pe ets ee ee a a aa | t= ee ee ga Ogee ee ee een ~]
HVR701___R753 | 1 Q 613
200 1k 250882
€703/10/100V
(707/10/35V
Z0701 RD30EB3
0701
|
|
|
|
|
R779
(603
Q713
2SC1845
0723
2SC1845 2SA992
Q729
2SC 1845 | T_T e 390
LJ
R605 @ '] R655 @ g R625
0,1/2WX2 4450,1/2WX2 4J0,1/2WX
R617 “@ “R627
| O.1/72WX2 LJ0A/2WX
€727/2,2n
0.737
2SC1845
2SA992
0707
2SC1845
(2SC2240)
oe awe eee coe » ae ae ham ame aoe eee ew om om am a
(605
1c902 R905
] 3 741 120k
. =
a
Q709
2SC1B45 R733 ()
(2SC2260) 47k
10/35V
20703 RD30EB3
a ee ee ee een
€721/10/100V
(907/22/25V
in
<
L_ GN
be >
oOo
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RO
Pt
tH
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i
820 820
|
120
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S
in
Sx
2SB718
i,
0.718
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S28 Run C) ase78 CS | a | TH702
$18 |__| = 7 SOT-35 arsinl
R780
{_
Q714
251845
@ R616
0,1/2WX2
@ R626
0,1/2WX2
2S8C1845
(2S€2240)
0720
2SC1845
(252240)
e
L__
R742
R775
220
C722/10/100
(725
E HVR902
10k
0802
2SC1941
Q 808
2SB649
Q807
2SC1845 R817 i
(2SC2240) 33k
150k
Q 806
2SC945
2SA992 333k
0806 $5277B
r
I
|
D809 |
(805 ISS53 =
4,7/35V (05448) |
: a |
a8g05 R824
2SA733
(2SA1015) 6969) im !
1 0927 | {
GSS re te ee Ray ce eta shee ees oe es oh at he ees Se eds th cn ees eee ee wa | |
BR |
55045) L.
Fur Werte ohne Bezeichnung pF bzw. 2 einsetzen PROTECT
LN © Spezielles Bauelement muf3 durch Orginalfeil ersetzt werden
1/100V
-77V 2SA1294x3 i |
8V/0,3A
Schematic Diagram
See es -------------------- 7
LD901 R997 R928 10902
___J Td
“6 1k kK
IC904
UAA180
UAA180
ee OKO
11x PGSS27SY
11x PGSS27SY
(923/4,7n
(924/4,7n
mn nn 5
- | l | l |
Fic Re pe Nee mee, eT Sep eee ee ee Peat ay eee ee et me era a, Comes nary
+73V Q 813 2502275 (28C2275A)
ice a
810] j0812
1 [2SA992} |2SK104
—)
3) CE
S
(835/1/50V
R833/47k
R838/33k
(838/3,3/35V
(848/10/100V
0833
$5277B
(840 220/2W
47/63V
2S(1845
ZD804
ROISEB
RY901 -~F908
6,3AT/250V
£926
10/160V
RY904
(1/470 /250V
0902
352776
(833 R935
ame ee ee BS)
|
lad ry i) <
[| Baten B
S+ ACO os (82)
1 has ag
(834 cot (83)
1000/100V W02 - Ly 822
—10—

89d
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Y3MOd
OL
Component Boards
WN
pas
85d
(y)934
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Y3MOd
OL
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OL
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OL
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SISSVHD
OL
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OL
GND
SISSVHD
OL
(V)
STVNINYSL
Y3NV3adS
OL
(Q)STVWNINA
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OL
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YOLVINDSY
WOYS
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GNNON9
SISSVHD
OL
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OL
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OL
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S
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N
5
=
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co
:
o
o
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®
fea)
1
2

Regelplatine (R)
Regulator Board (R)
FROM REG(L)
PCB
FROM POWER
TRANSFORMER
FROM REG(L)
PCB
TO LAMP
TO MAIN AMP
PCB
Relaisplatine
Primary Relay Board
FROM POWER SWITCH
FROM AC LINE
TO POWER TRANSFORMER
°
©
S
=
2
ae
5 Regelplatine (L)
Regulator Board (L)
TO RED(R)
PCB
FROM POWER
TRANSFORMER
7/8
Transistorplatine
Power Transistor Board
Q605
(Q606)
TO REG (R) PCB
0.1U5W)x2
—14—
Halbleiter-AnschluBpunkte
Semi-Conductor Connections
2SA733A
2SA992
2SC945L
28C 1845
2SB718
280758
2SB649
2SA985
2SA1006A
28C2275
2SC2336A
2SD882
2SA1294
28C 3263
1SS53
1SS55
$5277B
$5277G
$5277D
RD6.2EB2
RD15EB2
RD30EB3

iC-Blockschaltbild
IC
Block
Diagrams
IC 901, 902: .PC 741C
8 NC
In
V+
16, OUT
OFFSET
NULL
OFFSET
OFFSET NULL
NULL
Ap
IC 903, 904: UAA 180
I5 14 !3 121110 9 8 7 6 5 4
@ e e e ) e e
; 18
Vcontr 170 3 Vref max
Vref min !8Q
IC 905: TA 7318 P
z Detects rE 1a Power Zz Hold & DC 4
Circuit Compressor Amp
L w
ee °
:
R -_ Detects 1 Power Hold & OC a
Circuit Compressor Amp R
ne i 4 ~
HOLD(R)
ae | ee

Transistoren-Lageplan
Transistors
Location
Ersatzteilliste
Spare
Parts
List
Position Bezeichnung Bestell-Nr. Position Bezeichnung Bestell-Nr.
Position Designation Part no. Position Designation Part no.
Gehauseteile
Cabinet Parts
Elektrische Teile
Electrical Parts
1 Gehauseoberteil
Upper cover 8 625 100 074 4- lt
2 Ruckwandsteg, 2x
8 621 300 061 C1 4700 pF/160 V 8 942 247 314
Terminalgare C2-7 (0,010 wF/500 V 8 942 210 420
3 FuB C10 0,047 uF /250 V 8 942 899 140
Foot slider 8 625 202 262 © 831
4 Frontblende 832 15mF/100V 8 943 499 052
Front panel 8 625 100 077 C 833,
5
Anzeigerahmen
sesame
4
oe
1000
nF
/100
V
8
943 499
051
: 1
poeuauier. 842 15mF/100V 8 943 499 052
6 Anzeigescheibe
Panel, smoked 8 625 100 076
7
LED-Fuhrung,
rot
ty
LED guide, red 8 621 005 308 >t ->}
8 Tastenfuhrung, Power D 701-
Button guide 8 621 005 305 704 1S 2076 8 905 406 120
9
Tastenfiihrung,
Speakers
D
801,
Button guide 8 621 005 306 oe DS 446 8 945 405 875
10 Tastenknopf, 3x 804 DS 448 8 945 405 881
Key button 8 622 001 364 D 808
11 Drehknopf, 2x 807 S 5277 B 8 945 405 454
Rotary knob 8 622 001 375 D 808,
LED-Abstandhalter
809
DS
448
8
945
405
881
Ne Spacer LED 8 621 005 302 D 831 S 10 VB 20 8 945 405 878
13 Anzeigeblende, schwarz D 832 W 02 8 945 405 883
Indicator screen, black 8 626 506 075 . or = eae ; 2 me pie a
14 Anzeigeskala
Indicator scale 8 621 106 101 : a Ss al a : ae aoe ps
15 Filterscheibe, grun D 902 S 5277B 8 945 405 454
Filter disc, green 8 625 100075 D 902 S5277G 8 945 405 877
16 Anzeige-Halterung D 927 BR 5504 S (rot/red) 8 945 405 876
_ Holder, PCB 8 621 005 303
ae 3 S 17 Anzeigereflektor, rechts
3 s <5) Reflecting plate, RH 8 625 300 606 +7
—O ers 18 Netzschalter, Power
9 4 On Mains switch 8 908 003 299 HVR a sa pounieaaiena
On
19
Druckschalter,
Speakers
HVR
703-
Pressure switch 8 908 003 500 706 1kQ 8 941 599 517
20 Netz-Trafo HVR 901,
Power transformer 8 627 200 018 902 10 k0 8 941 599 518
21 Magnet, RY 802, 803 HVR 921,
Magnet
8
622
300
104
922
3k
8
941
599
516
_
22
Cinch
Buchse
Ng Pin jack 8 908 603 964 5 |
©
a
>
23
Schiebeschalter
|
et SN Slide switch 8 908 003 501 IC 901,
oa =O 24 LA-Klemme 902 UA 741 CP 8 945 902 161
—O
Speaker
terminal
8
621
300 549
coun 904 UAA 180 8 905 955 522
ON 25 lsolatorscheibe, Q613, 614 IC 905 TA 7318 P 8 945 902 160
=
Insulator
8
621
005 133
26 Isolatorscheibe, Q601-612
Insulator 8 621 005 134
eve =
2. L 701,
= Sion 702 1 mH 8 624 200 771
xe eo)
Om
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BO <s 29 oN
oO”) N or ON LA 1 0,3 A/8 V 8 627 500 005
Ow m LW
gs
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LD 901-
922 PG 5527 SY, grun/green 8 945 405 880
LD 923-
926 PR 5527 S (rot/red) 8 945 405 879
ae (oe es